作者： 发布日期：2016-03-18 23:10 信息来源：http://www.jnnhdy.com/
目前，变频压缩机一般由三相200v左右异步电动机拖动，工作频率范围是0～120hz。对此适用的逆变器通常是dc300v的电压级别。内燃机车上的一台直流发电机能够提供dc110v的电源，因此必须使用升压装置，使dc110v电压经升压变换为dc300v，然后再经逆变器变换成满足要求的交流电压。机车变频空调控制器的基本结构如图1所示。 本文主要讨论机车空调用dc/dc变换器的设计与实现。首先选择了易于实现的变换器结构，然后设计电路，最后给出了满足设计要求的实验结果。 2 dc/dc变换器主电路结构选择及设计 2.1 主电路结构选择 对于dc/dc升压变换器，可以采用的结构形式很多。通常在1kw以上选用带变压器隔离的全桥dc/dc变换电路，但这种变换电路需要4个功率开关器件，使得系统结构复杂，同时在电路设计中必须考虑克服隔离变压器的直流偏磁问题，这无疑增加了控制的难度。由于机车变频空调控制器的恶劣工作环境，希望电路结构尽可能简单，通过分析和试验，认为采用boost拓扑结构是一种较好的实现方案。该结构只需要一只开关器件和一只升压用二极管以及升压电感，其控制电路也比较简单。当然该结构在功率较大时要求开关管的容量较大[1]，这是一般大功率dc/dc变换器不选择这种拓扑结构的原因。考虑到本系统的实际情况以及目前器件的水平，选用boost拓扑结构还是可行的，其原理如图2所示。
机车空调的功率为5kw。根据机车空调的要求，dc/dc变换电路需要将dc110v变换成为dc300v。变换器主电路为典型的boost结构，控制电路由通用pwm控制芯片sg3524实现。控制电路输出的pwm信号经hcpl316j隔离放大去驱动igbt。hcpl316j是igbt专用驱动电路，通过检测igbt的饱和压降实现过流保护。与一般带过流保护的igbt专用驱动电路相比，具有电路结构简单、价格便宜的优点。boost电路在电流连续及断续情况下电感中电流及igbt两端电压波形如图3所示。 2.2 主电路参数计算 2.2.1 工作频率的选择 通常小功率开关电源工作频率高达几十khz甚至几百khz。但在本电路中，由于功率较大，导通时开关管中流过的电流很大，开关损耗非常大，所以开关管不宜工作在很高的频率。考虑实际情况，选择开关频率为15khz。 2.2.2 电感量的计算 已知压缩机负载功率为5kw，boost电路的输出电压vo=300v，这样boost变换器的等效负载电阻rl=18ω，等效输出负载电流io=17a。
在大功率场合，一般希望工作在电感电流连续状态。由图3（a），根据电感两端电压在一周期内伏秒平衡的原则，可得 viton－(vo－vi)(t－ton)=0 （1） 由式（1）可得 vo/vi=1/(1-d) （2） 电感中电流纹波为 δi=（vi/l）ton=(vi/l)dt （3） 忽略变换器损耗，变换器输入功率等于输出功率，即 viil(av)=voio （4） 式中：il(av)为电感电流的平均值。 由式（4）得 il(av)=(vo/vi)io=(1/i-d)io （5） 为保证电流连续，电感电流应满足式（6）。 il(av)≥δi/2 （6） 考虑到式（3）及式（6），可得到满足电流连续情况下的电感值为
应在所有占空比情况下满足式(7)，同时考虑在10％额定负载以上电流连续的情况。10％负载相当于rl=180ω，当d=时得到满足电流连续时的电感值为
=0.89mh，实际电路中取l=1.1mh。 2.2.3 输出滤波电容容量的计算 为满足输出纹波电压相对值的要求,滤波电容由式（8）决定[1]。 c≥(vodt/δvorl) (8) 根据设计要求，在输入电压为55v时，输出电压仍应为300v。这样，最大占空比dmax===0.82，考虑在最大占空比及满载情况，并取电压纹波系数为2％，开关频率15khz，负载电阻为18ω，可求得c=160μf，实际电路中取c=220μf。 2.2.4 功率开关器件igbt的选择 igbt中流过的电流峰值即为流过电感电流的峰值，即 is(m)=il(m)=il(av)＋1/2δil （9） 式中：il（m）及is（m）分别为电感电流峰值及流过 igbt电流峰值。 将式（3）代入式（9），在满负载情况下，可得 is(m)=150a，再考虑二倍的安全裕量；在开关管关断时其两端电压为输入电压，即300v，同样也考虑二倍的安全裕量，于是选择600v/300a的igbt。
3 pwm控制及igbt驱动电路 3.1 pwm控制电路[2] pwm控制采用sg3524控制器，其原理框图如图4所示。 直流电源vs从脚15送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的＋5v基准电压，再送到内部及外部其他电路作为电源。脚7须外接电容ct，脚6须外接电阻rt，这样在脚7产生锯齿波。选择不同的ct与rt，即可产生不同的振荡频率。振荡器的输出分为两路：一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式（脚7）送至比较器的同相端。比较器的反向端连向误差放大器。误差放大器实际是差分放大器，其一个输入端与经过分压的输出电压相连，起到反馈作用。vref通过电阻分压作为给定信号连接该放大器的另一端，脚9是补偿端。误差放大器的输出与锯齿波相比较，比较器的输出为随误差放大器输出电压大小而改变宽度的脉冲信号，再将该脉冲信号送到或非门的输入端，或非门的另两个输入端分别为触发器及振荡器的输出信号，最后送出两路互差180%26;#176;的脉冲波。sg3524具有外部关断功能，当外部故障时，通过脚10封锁sg3524的pwm输出，起到保护作用。 图5 在本方案中，将脚12、脚11分别与脚13、脚14并联，将总的输出脉冲展宽，使原来两路占空比为0～50％脉冲展宽为占空比为0～100％的一路脉冲。在实际使用中，为防止由于脉冲过宽而引起的主电路过流，在脚9加了限幅电路。 3.2 igbt驱动电路[3] 由于所选igbt功率较大，所以sg3524输出的脉冲信号须经过隔离放大电路才能驱动igbt。考虑到可靠性及经济性，所以选择了hcpl316j作为该驱动电路。hcpl316j除具有隔离及驱动功能外，还具有过流保护功能。通过测量igbt两端的饱和压降实现过流保护，在过流发生时hcpl316j一方面封锁igbt驱动信号，同时送出故障信号。在本方案中，hcpl316j输出的故障信号连接到sg3524的shutdown端，以便更有效地实现保护。hcpl316j的原理框图如图5所示。 图6 4 实验结果 按照上述设计，在实验室组成了机车用dc/dc变换器，并进行了一系列实验。图6为实验波形。 在负载较轻时，由于分布电容的影响，开关管两端电压会发生振荡现象。在满负载情况下，将直流输入电压从55v到165v进行变化，dc/dc变换器的输出电压都能够稳定在300v，具有很好的调节能力。但是，由于电路自身的结构，输入电压愈低，开关管及boost电感中流过的电流将愈大，所以要考虑开关管及电感的散热问题。 5 结语 本文给出的用于机车空调的dc/dc变换器具有结构简单，调试方便的优点。实验室实验结果表明该方案可行，有待于运行考验并使之不断完善。
